當(dāng)選擇一個(gè)可從單電源產(chǎn)生多輸出的系統(tǒng)拓?fù)鋾r(shí)，是一個(gè)明智的選擇。由于每個(gè)變壓器繞組上的電壓與該繞組中的匝數(shù)成比例，因此可以通過匝數(shù)來輕松設(shè)置每個(gè)輸出電壓。在理想情況下，如果調(diào)節(jié)其中一個(gè)輸出電壓，則所有其他輸出將按照匝數(shù)進(jìn)行縮放，并保持穩(wěn)定。

然而，在現(xiàn)實(shí)情況中，寄生元件會(huì)共同降低未調(diào)節(jié)輸出的負(fù)載調(diào)整。在本電源小貼士中，我將進(jìn)一步探討寄生電感的影響，以及如何使用同步整流代替二極管來大幅提高反激式電源的交叉調(diào)整率。

例如，一個(gè)反激式電源可分別從一個(gè)48V輸入產(chǎn)生兩個(gè)1 A的12V輸出，如圖1的簡化仿真模型所示。理想的二極管模型具有零正向壓降，電阻可忽略不計(jì)。變壓器繞組電阻可忽略不計(jì)，只有與變壓器引線串聯(lián)的寄生電感才能建模。這些電感是變壓器內(nèi)的漏電感，以及印刷電路板（PCB）印制線和二極管內(nèi)的寄生電感。當(dāng)設(shè)置這些電感時(shí)，兩個(gè)輸出相互跟蹤，因?yàn)楫?dāng)二極管在開關(guān)周期的1-D部分導(dǎo)通時(shí)，變壓器的全耦合會(huì)促使兩個(gè)輸出相等。

圖1 該反激式簡化模型模擬了漏電感對輸出電壓調(diào)節(jié)的影響。

現(xiàn)在考慮一下，當(dāng)您將100 nH的漏電感引入變壓器的兩根二次引線，并且將3μH的漏電與初級(jí)繞組串聯(lián)時(shí)，將會(huì)發(fā)生什么。這些電感可在電流路徑中建立寄生電感，其中包括變壓器內(nèi)部的漏電感以及PCB和其他元件中的電感。當(dāng)初始場效應(yīng)晶體管（FET）關(guān)斷時(shí)，初始漏電感仍然有電流流動(dòng)，而次級(jí)漏電感開啟初始條件為0 A的1-D周期。變壓器磁芯上出現(xiàn)基座電壓，所有繞組共用。該基座電壓使初級(jí)漏電中的電流斜降至0 A，并使次級(jí)漏電電流斜升以將電流傳輸?shù)截?fù)載。

當(dāng)兩個(gè)重載輸出時(shí)，電流在整個(gè)1-D周期持續(xù)流動(dòng)，輸出電壓平衡良好，如圖2所示。然而，當(dāng)一個(gè)重載輸出和另一個(gè)輕載輸出時(shí)，輕載輸出上的輸出電容傾向于從該基座電壓發(fā)生峰值充電；因?yàn)殡娏餮杆倩厣搅悖漭敵龆O管將停止導(dǎo)通，。請參見圖3中的波形。這些寄生電感的峰值充電交叉調(diào)節(jié)影響通常比整流器正向壓降單獨(dú)引起的要差得多。
  

圖2當(dāng)對兩個(gè)輸出施加重載時(shí)，在整個(gè)1-D周期內(nèi)，次級(jí)繞組電流在兩個(gè)次級(jí)繞組中流動(dòng)。您可以看到上方紅色跡線上的基座電壓。

圖3 重載次級(jí)1和輕載次級(jí)2?；妷簩Υ渭?jí)2的輸出電容器進(jìn)行峰值充電。

無論負(fù)載如何，同步整流器有助于通過在整個(gè)1-D周期內(nèi)強(qiáng)制電流流入兩個(gè)繞組來減輕此問題。圖4顯示了具有與圖3相同負(fù)載條件的波形，但用理想的同步整流器代替了理想的二極管。由于同步整流器在基座電壓降低后保持良好狀態(tài)，因此即使出現(xiàn)嚴(yán)重不平衡的負(fù)載，兩個(gè)輸出電壓也能很好地相互跟蹤。

雖然次級(jí)2的平均電流非常小，但均方根（RMS）含量仍然可以相當(dāng)高。這是因?yàn)?，與圖3中的理想二極管不同，同步整流器在整個(gè)1-D周期期間可強(qiáng)制連續(xù)電流流動(dòng)。有趣的是，電流在這一周期的大部分時(shí)間內(nèi)必須是負(fù)的，以保證低平均電流。

顯然，您犧牲更佳的調(diào)節(jié)以實(shí)現(xiàn)更高的循環(huán)電流。然而，這并不一定意味著總損耗會(huì)更高。同步整流器的正向壓降通常遠(yuǎn)低于二極管，因此同步整流器在較高負(fù)載下的效率通常要好得多。

圖4 用同步整流器代替二極管以強(qiáng)制電流在兩個(gè)次級(jí)繞組中流動(dòng)，并消除基座電壓的峰值充電。